基于DC/DC變換器的LED凈化燈驅動(dòng)電路的設計

 摘 要： 提出一種基于電流模式DC/DC變換器的驅動(dòng)控制電路。該電路可以與恒流電路結合在一起，用作LED凈化燈驅動(dòng)。電路由誤差放大器、斜坡信號產(chǎn)生電路、電流采樣與疊加電路以及PWM比較器四部分構成。采用華虹BCD350工藝進(jìn)行仿真驗證，結果顯示，電路成功實(shí)現了電流采樣信號與斜坡補償信號的疊加，在Vea信號的控制下，輸出了控制功率管關(guān)斷的PWM 脈沖信號。

　　1 引 言

　　LED以其功耗低、發(fā)光效率高、使用壽命長(cháng)等優(yōu)點(diǎn)，在照明、背光等領(lǐng)域取得了越來(lái)越廣泛的應用。LED凈化燈的亮度與工作電流成正比，為了維持亮度的穩定，需要一個(gè)穩定的恒流電源為其供電。在電源管理方面，DC/DC變換器具有體積小、功耗低、效率高、使用方便等優(yōu)點(diǎn)，因此應用十分廣泛?；贒C/DC升壓變換器的LED凈化燈驅動(dòng)電路也成為一種比較經(jīng)典的LED驅動(dòng)方式。DC/DC變換器有多種控制方式，其中峰值電流模式由于具有較快的響應速度等優(yōu)點(diǎn)，在工業(yè)界獲得廣泛的應用。但是，當占空比大于50%時(shí)，電路容易發(fā)生次諧波振蕩，需要引入斜坡補償電路進(jìn)行消除。

　　本文第2節介紹電路的具體實(shí)現方式，第3節給出電路的仿真波形，第4節對全文進(jìn)行總結。

　　2 電路設計與分析

　　圖1所示為本文設計的LED驅動(dòng)電路，由四部分組成：斜坡信號產(chǎn)生電路、電流采樣與疊加電路、誤差放大器、PWM 比較器。

圖1 基于DC/DC變換器的LED驅動(dòng)電路

　　2.1 斜坡信號產(chǎn)生電路

　　圖2所示為斜坡信號產(chǎn)生電路，其中，OP為箝位運算放大器?？梢钥闯?，基準電壓VREF經(jīng)過(guò)電阻R10與R11分壓后，再經(jīng)運算放大器的電壓箝位后作用于可調電阻RL上，產(chǎn)生一個(gè)恒定的電流。電流經(jīng)過(guò)MP1~MP4四個(gè)MOS管的鏡像后，成為對電容進(jìn)行充電的恒定電流信號。由電路結構可以算出此電流的大小為：

　　由于基準電壓為恒定電壓，電阻R10與R11相互匹配，電阻RL為正溫度系數的多晶電阻與負溫度系數的阱電阻串聯(lián)形成的近似零溫度的電阻，所以，此電流近似為一個(gè)基準電流。電流作用于電容上，通過(guò)方波信號對電容充放電的控制，便可產(chǎn)生鋸齒波電壓信號，且鋸齒波的斜率m0為：

　　鋸齒波電壓被抬高VEB1后，輸入到信號疊加模塊。VSLOPE端電壓為一個(gè)鋸齒波電壓，因此，圖2中，電流鏡采用一種自偏置結構。相對于普通的共源共柵電流鏡，這種電流鏡具有更大的輸出電壓擺幅，可滿(mǎn)足VSLOPE端電壓變化范圍寬的要求。

圖2 斜坡信號產(chǎn)生電路。

　2.2 電流采樣與疊加電路

　　相比于電壓模式，電流模式具有更快的瞬態(tài)響應速度。不過(guò)，在占空比大于50%時(shí)，電路易發(fā)生次諧波振蕩，需要額外添加斜坡補償電路來(lái)克服。

　　本文采用采樣電路輸出信號與斜坡補償信號相疊加的補償方式。

　　電流采樣與疊加電路如圖3所示。電流采樣電路實(shí)際上為一個(gè)二級運放，MN3與MN4為運放的第一級，組成共柵極的差分對結構，并以電流鏡MP14與MP15作為有源負載。MN5為運放的第二級，為一個(gè)共源極結構，且以MP12作為有源負載。

圖3 電流采樣與疊加電路。

　　MP1的作用是為第二級提供一個(gè)靜態(tài)電流，使得當CS端為零時(shí)，第二級仍能有一個(gè)靜態(tài)電流，保持第二級的開(kāi)啟。具體原理為：MP14與MP15的尺寸相同，則電流I5與I6相等；同時(shí)，MN3與MN4的尺寸相同，它們的柵源電壓也應相同。從圖3可以看出，MN3與MN4的柵電位相同，這就決定了它們的源極電壓也應相同，即電阻R4與R5上的壓降相同，從而電流I7與I8相等。由于I7=I4+I5,I8=I3+I6,結合前面的分析I5=I6,便可以得到I3=I4.通過(guò)上面的分析可知，運放第二級的電流由MP13設定，通過(guò)改變MP13與MP16的電流鏡像比例，調節第二級靜態(tài)電流的大小。

　　當CS端有一個(gè)大小為VCS的值時(shí)，則應該使運放第一級的輸出增加，從而使電流I3增大。具體分析為，由于I4與I5大小一定，則電阻R4上的壓降一定，CS端電壓增加了VCS后，R4上的電壓也增加VCS,R5上的電壓也應該增加VCS.這就要求R5上的電流增加VCS/R5,由于I6保持不變，則應該使I3增加VCS/R5.VCS為電感電流作用于一個(gè)小的采樣電阻上產(chǎn)生的壓降，VCS的變化情況反映了電感電流的變化情況，且VCS變化大小完全正比于電感電流的變化大小。假設采樣電阻為RS,電感電流的斜率為K,則I3的斜率為KRS/R5.設電感電流的上升斜率和下降斜率分別為K1與K2,對應的I3的斜率分別為K1RS/R5和K2RS/R5.電流疊加模塊由MP10、MP11、R3和Q3組成。從圖2可以看出，VSLOPE比電容C1上的電壓高一個(gè)VBE,而在圖3中又下降了一個(gè)VBE后作用于R2上，相當于電容C1上的電壓直接作用于電阻R2上。結合（2）式，電流I2的斜率m1為：

　　電流通過(guò)鏡像又作用于電阻R3之上，即可得到補償的斜率m:

　　MP11上的電流為采樣電路的采樣放大電流，此電流作用于電阻R3上，可得到此電壓的斜率m′：

電感電流的下降斜率經(jīng)過(guò)采樣電路后轉換為：

　　由文獻[3]~[4]可知，為保證電路不發(fā)生次諧波振蕩，應使m >1/2m′2 ,即：

　　約去R3可得：

　　補償后的信號經(jīng)過(guò)Q3 抬升VBE之后，產(chǎn)生RAMP信號，輸入到PWM,與誤差放大器的輸出進(jìn)行比較。

　2.3 誤差放大器

　　誤差放大器的作用是采樣反饋電壓，輸出一個(gè)控制信號，然后輸入到PWM 比較器中控制電流峰值的大小。LED凈化燈工作時(shí)，由于工藝偏差，每一個(gè)LED上的正向壓降都不會(huì )相同，這樣每一路LED電壓采樣點(diǎn)的電壓大小都不會(huì )相同。為了保證每一路LED都能正常工作，電路應采樣電壓最低的信號輸入到誤差放大器中，與基準電壓進(jìn)行比較。本文誤差放大器具有自選擇功能，電路結構如圖4所示。

圖4 誤差放大器。

　　由于輸入對管為PMOS管，偏置電流會(huì )流向柵壓最低的那一路，而柵壓相對較高的其他三路便會(huì )關(guān)斷，保證電路正常工作時(shí)誤差放大器的反相輸入端只有一個(gè)晶體管在工作。

　　從圖4可以看到，電路為單級折疊式共源共柵結構，這種結構有很高的輸出電阻，保證了電路的高電壓增益。結合模擬集成電路的基本知識，可得到電路的靜態(tài)增益：

　　其中，gm為輸入差分對管的跨導，//代表電阻并聯(lián)，gm14和gm35分別為晶體管MN14和MP35的跨導，ro1,ro14,ro35,ro30分別為差分輸入對管和MN14,MP35,MP30的輸出電阻。

　　本文的誤差放大器只有一個(gè)主極點(diǎn)，在放大器的輸出端，它與輸出端的電阻以及電容大小有關(guān)，用p 表示其大?。?/span>

　　其中，C 為輸出端點(diǎn)的電容大小，在開(kāi)環(huán)狀態(tài)下主要為晶體管寄生電容。

　　2.4 PWM 比較器

　　PWM 比較器將經(jīng)斜坡補償后的電流采樣信號與誤差放大器輸出的控制信號進(jìn)行比較，當電流采樣電路輸出的峰值信號達到控制信號的值時(shí)，PWM信號發(fā)生翻轉，產(chǎn)生一個(gè)很窄的脈沖信號，觸發(fā)功率管關(guān)斷。本文設計的PWM 比較器如圖5所示，相比于普通的比較器，差分對的左側多出一個(gè)晶體管MP47.

圖5 PWM 比較器。

　　電路啟動(dòng)時(shí)，由于系統的輸出電壓很低，會(huì )使誤差放大器的輸出信號很高，導致柵驅動(dòng)信號占空比達到100%,造成DC/DC輸出產(chǎn)生一個(gè)很高的脈沖。增加SS端以后，在啟動(dòng)時(shí)，SS端的電壓信號會(huì )緩慢上升，屏蔽掉很高的Vea控制信號，使柵驅動(dòng)信號的占空比慢慢上升，實(shí)現電路的軟啟動(dòng)。當軟啟動(dòng)成功以后，SS端的電壓也會(huì )上升到高于Vea,從而關(guān)斷MP47,電路進(jìn)入正常的工作狀態(tài)。

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